HID灯高频电子镇流器的研究

杨红敏1,2,，袁青辉1,2，谢延中1,2，肖少明1,2，谢立山1,2

(1.广东格林莱光电科技有限公司,广东深圳,523326; 2.深圳格林莱电子技术有限公司,广东深圳,518000)

摘要：抑制“声共振”和提高电光转换效率是HID灯电子镇流器的关键技术，本文的研究方向是将HID灯的工作频率提高至远离“声共振”的概率窗口之外，使灯在整个工作寿命期间内，灯的“声共振”及闪烁现象不再发生。

同时，由于电路设计采用高频“二阶变换”，使电光转换效率和可靠性有所提高，制作成本也大大降低。测试结果和工程案例验证了研究方向的正确性。

关健词：电子镇流器；功率MOSFET；角电容；半桥；自激振荡；谐振回路；触发；异常保护

1.HID灯电子镇流器发展现状：

国家重点推进绿色照明工程的发展和实施，使用高效节能的电子镇流器已成为节约照明用电的重要途径,对电子镇流器的相关技术深入研究具有深远的意义。

HID高压气体放电灯，特别是陶瓷金卤灯，由于其光功率密度高，射程远，它必将在高杆灯、路灯、高顶棚等照明场所得到越来越广泛的应用。陶瓷金卤灯的高显色性，柔和、愉悦的色温，给人们带来高质量的视觉效果，而全世界海量般的现役高压钠灯正在逐步被陶瓷金卤灯和LED灯所替换，应用前景广阔。目前，作为HID灯的配偶器件是电感式镇流器和电子镇流器，前者大多应用于250W以上，后者大多应用于250W以下的较小功率。由于可靠性和造价等问题，眼下电子镇流器市场占有率仍然比较低。但电子镇流器由于能做到恒压、恒功率，高功率因数，低谐波含量，电光转换效率也较高，所以，它代表着HID电光源镇流技术的发展趋势，它将逐步取代当今大量使用的存在诸多缺陷的电感式镇流器。总所周知，电感镇流器笨重、功因低、电功率随着市电电压的变化而变化，而且，工作时所产生的大量谐波电流对电网造成严重污染，这就要求加大配电柜容量，电线线径加粗，从而提高了初装成本。

电子镇流器又可分为“低频三阶式恒功率变换”和“高频二阶式变换”两种主要形式。“低频三阶式恒功率变换”（参见图1）采用方波点灯，工作频率在400Hz以下，能有效地避开“声共振”，并做成恒功率，有现成的IC可供选用。但由于电能多次转换，降低了部分效率，成本较高，而且频闪问题没有解决，低频的“开关效应”加速了灯管电极的老化，缩短灯管的实际使用寿命。对于“高频二阶式变换”，目前使用的工作频率大多数在50KHz-150KHz之间。这个工作频段正好落在“声共振”的概率窗口之内，工作状态并不理想，‘声共振’与飘弧问题时有发生，并且呈随机性，常常导致灯光闪烁、熄弧，甚至损坏灯管。此外，由于某些深层的技术问题还没有被认识，必须在实践过程中不断探索，因此，工程师们未能在电路设计和电子元器件的选取上一下子做到十分完美，导致电路温升过大，可靠性降低。此外，防雷设计也不很完善，这就使得电子镇流器变得十分娇气，目前仍有待飞跃性的提高。

2.设计方案描述

本方案提出一个新型的“高频二阶式变换”，它是将HID灯的工作频率提高至远离“声共振”的概率窗口之外，例如700KHz-1000KHz以上,使灯在整个工作寿命期间内，“声共振”及闪烁现象不再发生。不仅如此，该方案所提出的电路非常简单，工作可靠，成本最低，没有频闪，而且电光转换效率极高。该方案包括：2.1 首次引入、应用一个新型、高效的功率半桥振荡电路见图(3）。基本原理是：当半桥上、下臂的功率场效应管MOSFET受到单次的脉冲式原始冲激而导通时，漏、源极之间雪崩电流对时间的增量di/dt，通过功率场效应管自身的‘米勒’电容Cdg对栅极角电容Cgs‘赋能’，从而产生与‘负阻效应’相类似的半桥自激振荡，构成简单的高频功率振荡电路及其拓补电路，该电路具有比传统振荡电路更高的转换效率和稳定性，而在教科书和有关文献中尚未有详细论述，也未有正式被应用的先例；

2.2 利用上述2.1所描述的电路可将工作频率提高到

700KHz以上，实验证明，高于此频率，‘声共振’发生的概率已趋于零。

同时，用一个简单、高效、实用的输出匹配与滤波回路接于半桥的中点与灯负载HID管之间，该输出匹配滤波回路兼具HID管的触发与启动，从而免去了通常使用的HID专用触发电路，并且实现了从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。

2.3 按照本设计方案装配的这样一个HID高频电子镇流器，可将电功率轻而易举地提高到250W以上，并且元器件数目及体积相对减少，MOSFET管的温升也大大降低，实现了高效、可靠和低成本。样机经过现场试验，各项指标达到预期的效果，正在进行工艺优化和大面积试用。参见测试数据及图表7。

3.电原理的基本组成

电原理图见图(5)。它由功率自激振荡、输出匹配与滤波回路、触发与异常保护电路三部分组成。

3.1 功率半桥自激振荡

首先引荐一个比较接近实际的功率场效应管MOSFET的等效电路见图2。图中Cdg为米勒电容，在电子设计的实践和理论分析中，MOSFET管的‘米勒’电容常常会引起电路的误触发，产生负面效应，但在本设计中它却起到正面的效用。正如上面2.1所述，当电路接成半桥时，MOSFET管被原始脉冲冲激而触发导通，漏、源极之间雪崩电流对时间的增量di/dt，便通过功率场效应管自身的这个‘米勒’电容Cdg对栅极输入电容Cgs‘赋能’，从而产生与‘负阻效应’相类似的自激振荡。而上、下臂相互交替的持续‘赋能’，是维持振荡并产生功率输出的必要条件。

图2中，Rg是功率场效应管的栅极等效电阻，静态时其阻值高达1013Ω，可视为无穷大。但一旦建立电场，并达到其管子导通门槛电压Vth时，阻值立即降至很小，而为建立MOSFET导通的电场，它只需要电压，故通常称之为‘电压激励’。Ron是导通电阻，其值由厂家实验给出，越小越好。Rch为沟道电阻，导通时可视为零，关断时视为无穷大，可看作是一个电闸开关。Cds为漏极D与源极S之间的角电容，称为输出电容，Cs为电源两端的退耦电容，为交流提供通路。Vd为MOSFET管自身的体二极管。将等效电路图2植入半桥电路，便成为图3。

图3所示：当半桥上、下臂MOSFET管受到来自激励线圈T原边N1的单次脉冲原始冲激时，V1导通，漏极D上的电压V立即按dv/dt的速度降落，与此同时，电流i却以di/dt的速度迅速递增。迅变电流与电压梯度的关系为：

i=Cdv/dt。

该递增电流通过‘米勒’电容Cdg对栅极电容Cgs进行充电，它与原始的单次脉冲有着确定的相位，从而给栅源极角电容Cgs‘赋能’，维持激励线圈次级回路LN2与Cgs本征频率的振荡，并使MOSFET管的漏极D与源极S进一步导通。由于半桥上、下臂输入回路的相位严格正交，这时下臂V2进入截止状态。到了下半周，上臂栅极G相位为负，V1截止，而V2的相位由负变为正，于是V2的D极与S极导通，完成一次‘拉’、‘灌’过程，形成功率输出，并且周而复始地维持下去。

无线电基本理论告诉我们，任何一个由LC构成的串联或并联谐振回路，他们的谐振频率均为

但在本设计的电路中，由于所用N沟道场效应管MOSFET为正触发，上、下臂都是在正半周的门槛之内导通，即在一个周期内，上、下臂各有一次导通，与普通的整流电路十分类似，叠加起来便是两次，如图6所示。所以，振荡频率应为：

上式中，LN2是激励磁环的次级电感；Ciss是场效应管的输入电容；C*是频率微调电容。而在传统的振荡电路中，所用公式仍为

这就是说，如果两者的本征工作频率完全相同，LN2电感量的取值也相同，那么，外反馈振荡电路要求MOSFET管Cgs角电容的数值要大数倍，或要并联一只较大电容才能满足频率要求。这样一来，电容的充放电时间就会大大延长，产生显著的电荷存储效应，使场效应管导通时的交换损耗增加，引起管子发热。这样的情况已为实验所证实。以前HID电子镇流器使用半桥功率自激振荡电路的功率总是不能做得很高，150W左右两只功率管发热就很厉害了，只有在100W之内才有比较好的特性。而采用本设计的基本电路或其拓补电路及上述应用公式，采用普通的功率场效应管，工作频率从700KHz-2650KHz，其电功率可高至250W以上，管子的结温仍然很低。

3.2 输出匹配与滤波回路

见图5所示。半桥中点通过隔直电容C20将功率信号馈给输出匹配与滤波回路，C18、C19与L1组成低阻抗的电压谐振，将高频电压提升Q倍，Q为谐振回路的品质因数。当HID灯点燃时，此信号经过L2和C18、C19转化成高阻抗的并联谐振。所以，输出匹配与滤波回路有两个作用，其一是阻抗匹配，并使输出波形变成正弦波；其二是点火启动。我们知道，由于HID灯管是容性负载，两个电极之间的静态电容只有数Pf左右,所以，当灯管点燃之前，其阻抗非常之大。当功率强信号到达负载端，由于自感应原理，在HID灯电极两端会产生很高的自感电压，该高压足以将灯击穿点燃，而无需再另行设计专用的触发启动电路。灯一旦被点燃，阻抗立即降至很低，可以看成一个等效电阻R0.进入正常工作状态之后，两端电压降至工作电压，大约在80-150V之间。这时电感L1和电感L2相加，起限流作用。这与普通HID电子镇流器的限流已经没有什么区别。上述这个‘T型’输出滤波回路，它接于半桥高频功率变换的中点，与串联谐振电感L1、电容C18、C19组合，构成串联谐振；其后,当HID管被点燃之后，L2与C18、C19又构成一个有负载消耗的并联谐振回路，对HID灯而言，这等效于从一个低阻抗电压源转变成一个高阻抗电流源，从而实现了限流和接近恒功率供电。见图5。

实践过程中的这一‘返璞归真’，使电路设计变得非常简单，而且非常实用，这也是本设计所要阐明的技术要点之一。不难推出L2与C18、C19并联谐振回路的固有频率为：

具体调试时，L1、C18、C19组成的串联谐振频率要稍低于电路的本征频率，而L2、C18、C19组成的并联谐振频率稍高于电路的本征频率。见图5. 电路实践证明，通过串联谐振-并联谐振的转换，同时将二者的固有频率稍为错开，使频带展宽，于是每个谐振回路的Q值也被适当降低，从而提高了功率输出电路的稳定性和可靠性。我们知道，在高频功率电子电路中，谐振回路的高Q频响可能使电路存在风险，所以通常不被提倡。如果电路进入良好的工作状态，半桥功率场效应管的结温就会大大降低，本设计中，中试时数批不同型号和批次电路的技术实践及其效果，证明了实施方案的正确性，达到了预期的目的。

3.3 触发与异常保护

通电时，直流电流通过电阻R9、R10对电容C15进行充电，当C15上的电压上升到双向触发二极管VD8的门限电压时，触发二极管VD8雪崩，原始冲激电流以脉冲方式通过激励变压器T的初级线圈N1快速对地放电，于是在T的次级线圈N2、N3上分别感应出两个幅度大小相等，相位完全相反的正弦波感应电压，迫使与初级绕组N1同相位的上臂V1（或下臂V2）饱和导通。这就是半桥电路的触发启动过程。半桥启动之后，每次V2导通，C15上的电流就会通过二极管VD7和V2对地放电，C15上的电压再也达不到VD8的门限电压，不能再重触发。一般取VD8的门限电压为240v，而R9、R10的中点电压为1/2（Vcc-2IRon）,如果Vcc调在+400v，那么，R9、R10中点电压略小于200v,未能达到VD8的门限电压，自然不能再触发。所以，VD8只起到“敲门砖”的作用。

异常保护电路比较简单，一旦电路出现异常不能启动，或灯管未接入，L1次级线圈会感应出一个高电压，异常感应电压通过二极管1N4148整流和电容C23、C25滤波，当超过双向二极管VD15的门限时，VD15导通，迫使场效应管V3导通，锁住半桥下臂V2，半桥停振，达到保护的目的。

4.试验结果及评估

图5是本试验所使用的基本电路，主要试验参数见图7。实测结果如下：

工作频率f=708.7KHz,

输入功率P= 145W,

功率因数η= 0.99,

Vrms=102v 正弦波输出。

5.结论

该试验历时4年，小批量试用证明效果良好，未见“声共振”现象发生。经深圳市质检院光球实验室测试，其光效高于其他类型的电子镇流器（见深圳质检院测试报告）。由此可以证明，提高工作频率使跳出HID“声共振”概率区的研究方向是正确的。在跳出HID“声共振”概率区的前提下，还进行一系列的电路优化设计，试验出对提高HID灯光效最合适的工作频率。实验证明，工作频率从650KHz-900KHz这个频段，能够较好地兼顾了光效和制作技术难度，并实现较低的总体成本和批量生产上的可操作性。

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